摘要： 本文以軟件無(wú)線(xiàn)電理論為指導(dǎo)，以π/4 DQPSK調(diào)制為特例，重點(diǎn)介紹了軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機(jī)數(shù)字信號(hào)處理部分在FPGA上的實(shí)現(xiàn)，主要包括數(shù)據(jù)映射、成形濾波、CIC插值濾波和NCO等。在設(shè)計(jì)上使用了基于多相濾波和單MAC的成形濾波器及高效CIC插值濾波器，使性能和資源占用率獲得了較好的突破。與專(zhuān)用芯片相比，用FPGA實(shí)現(xiàn)的軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機(jī)更具靈活性。

關(guān)鍵詞： 軟件無(wú)線(xiàn)電 發(fā)射機(jī) π/4 DQPSK調(diào)制 現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列 多相濾波

一、引言

軟件無(wú)線(xiàn)電是近幾年在無(wú)線(xiàn)通信領(lǐng)域提出的一種新的通信系統(tǒng)體系結(jié)構(gòu)，其基本思想是以開(kāi)發(fā)性、可擴(kuò)展、結(jié)構(gòu)最簡(jiǎn)的硬件為通用平臺(tái)，把盡可能多的通信功能用可升級(jí)、可替換的軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)。這一新概念一經(jīng)提出，就得到了全世界無(wú)線(xiàn)電領(lǐng)域的廣泛關(guān)注。由于它所具有的靈活性、開(kāi)放性等特點(diǎn)，不僅在軍、民無(wú)線(xiàn)通信中獲得了應(yīng)用，而且還被推廣到其它領(lǐng)域。

FPGA (現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列) 是上世紀(jì)80年代中期出現(xiàn)的一類(lèi)新型可編程器件。應(yīng)用FPGA設(shè)計(jì)功能電路時(shí)，可以讓人們的思路從傳統(tǒng)的以單片機(jī)或DSP芯片為核心的系統(tǒng)集成型轉(zhuǎn)向單一專(zhuān)用芯片型設(shè)計(jì)。FPGA技術(shù)的發(fā)展使單個(gè)芯片上集成的邏輯門(mén)數(shù)目越來(lái)越多，實(shí)現(xiàn)的功能越來(lái)越復(fù)雜，人們通過(guò)硬件編程設(shè)計(jì)和研制ASIC，可以極大地提高芯片的研制效率，降低開(kāi)發(fā)費(fèi)用。

基于上述優(yōu)點(diǎn)，用FPGA實(shí)現(xiàn)軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機(jī)，不僅降低了產(chǎn)品成本，減小了設(shè)備體積，滿(mǎn)足了系統(tǒng)的需要，而且比專(zhuān)用芯片具有更大的靈活性和可控性。在資源允許下，還可以實(shí)現(xiàn)多路調(diào)制，并能對(duì)每一路發(fā)射信號(hào)的幅度和相位進(jìn)行細(xì)調(diào)，這也是實(shí)現(xiàn)3G智能波束跟蹤算法的基礎(chǔ)。

本文在設(shè)計(jì)上使用了基于多相濾波和單MAC的成形濾波器和高效CIC插值濾波器，充分考慮了性能和資源占用率的關(guān)系，并用MATLAB仿真出各模塊最佳的輸入輸出位數(shù)，從而實(shí)現(xiàn)了資源占用最少而性能最佳的目的。整個(gè)設(shè)計(jì)利用安立公司的PHS專(zhuān)用測(cè)試儀MT8801C對(duì)其頻譜、眼圖、星座圖和其它各項(xiàng)發(fā)射指標(biāo)進(jìn)行測(cè)試，均達(dá)到或超過(guò)專(zhuān)用TSP芯片AD6623的效果。

二、軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機(jī)數(shù)學(xué)模型

軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機(jī)是軟件無(wú)線(xiàn)電兩大組成部分之一，它的主要功能是把需發(fā)射或傳輸?shù)挠脩?hù)信息經(jīng)基帶處理上變頻，調(diào)到規(guī)定的載頻上，再通過(guò)功率放大后送至天線(xiàn)，把電信號(hào)轉(zhuǎn)換為空間傳播的無(wú)線(xiàn)電信號(hào)，發(fā)向空中或經(jīng)傳輸介質(zhì)送到接收方的接收端，由其進(jìn)行接收解調(diào)。其基本組成如圖1所示。本設(shè)計(jì)要做是用FPGA實(shí)現(xiàn)其中的基帶調(diào)制和上變頻部分。

眾所周知，任何一個(gè)無(wú)線(xiàn)電信號(hào)可表示為

式中，a(t)、φ(t)分別表示該信號(hào)的幅度調(diào)制信息和相位調(diào)制信息，f0為信號(hào)載頻。

對(duì)式(1)進(jìn)行數(shù)字化，可得：

式中，Ts=1/fs為采樣間隔。

式(2)通常簡(jiǎn)寫(xiě)為

式中，ω0=2πf0Ts為數(shù)字角頻率，取值0～π(實(shí)信號(hào))。

為便于進(jìn)行信息調(diào)制，通常把式(3)進(jìn)行正交分解：

調(diào)制的方法是先根據(jù)調(diào)制方式求出I(n)、Q(n)，然后分別與兩個(gè)正交本振cos(ω0n)、sin(ω0n)相乘并求和，即可得調(diào)制信號(hào)。但為了抑制已調(diào)信號(hào)的帶外輻射，在同相和正交支路上還分別增加一個(gè)具有線(xiàn)性相位特性和平方根升余弦幅頻特性的低通濾波器。另外，為了使產(chǎn)生的基帶信號(hào)與后面的采樣速率相匹配，在進(jìn)行正交調(diào)制前還必須通過(guò)內(nèi)插把低速的基帶信號(hào)提升到采樣頻率上，整個(gè)實(shí)現(xiàn)過(guò)程如圖2所示。

三、軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機(jī)的FPGA實(shí)現(xiàn)

1.調(diào)制映射的實(shí)現(xiàn)

調(diào)制映射是指把串行比特流映射到星座圖上的相位點(diǎn)，包括串并變換、相位字累加器、延遲單元和一個(gè)ROM查找表。其中相位累加器的前端輸入數(shù)據(jù)寬度為3 bit，其值可為001、011、101或111，它是由串并后的兩比特?cái)?shù)據(jù)決定。由編碼規(guī)則可知，00對(duì)應(yīng)001，01對(duì)應(yīng)011，11對(duì)應(yīng)101，10對(duì)應(yīng)111。將累加器輸出的3 bit數(shù)據(jù)延遲1個(gè)碼元周期與前端輸入相加，并把累加器的輸出作為ROM的地址線(xiàn)，通過(guò)讀取ROM里事先存好的I、Q值，即達(dá)到映射的目點(diǎn)。

上述映射方法適用于所有的數(shù)字調(diào)制，改變的只是累加器的位數(shù)、ROM的深度和內(nèi)部的I、Q值。若調(diào)制方式為絕對(duì)調(diào)制，即一個(gè)星座點(diǎn)固定對(duì)應(yīng)一個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)，則去掉累加器和延遲單元，僅用串并后的數(shù)比特作為ROM的地址線(xiàn)即可。

2.成形濾波器的實(shí)現(xiàn)

根據(jù)PHS空中接口RCR STD-28協(xié)議[4]，其調(diào)制的成形濾波器的幅頻特性如式(5)所示：

式中T=(1/192)×10-3s,α=0.5。

用MATLAB模擬上述的成形濾波器，考慮到資源占用和逼近程度，采用了40 階、系數(shù)寬度為16 bit的FIR濾波器。考慮到成形濾波前還需5倍插值，采用了插值器的多相濾波結(jié)構(gòu)，其結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。

由圖3可見(jiàn)，數(shù)字濾波位于內(nèi)插器之前，即數(shù)字濾波在提速之前進(jìn)行，這對(duì)降低數(shù)字濾波的實(shí)時(shí)性要求很有好處。另外，分支濾波器(Rk(z))階數(shù)只有原來(lái)的五分之一，有利于提高運(yùn)算精度，降低對(duì)字長(zhǎng)的要求。

將原有的40個(gè)濾波器系數(shù)分成5組，得h(5n+k)，其中0≤n≤7，0≤k≤4。由多相濾波的公式推導(dǎo)可知Rk(n)= h(5n+k), 0≤n≤7，0≤k≤4。由于這5個(gè)分支濾波器的結(jié)構(gòu)完全相同，故只需編寫(xiě)一個(gè)分支濾波器的程序，其它的只要重復(fù)調(diào)用即可。后面的插值和延遲單元相當(dāng)于一個(gè)多路選擇開(kāi)關(guān)，其選擇速率為輸入數(shù)據(jù)速率的5倍，開(kāi)關(guān)選擇的順序是從R4(z)到R3(z)、R2(z)、R1(z)、R0(z)，再到R4(z)，循環(huán)得到5倍于輸入速率的輸出數(shù)據(jù)。上述的選擇開(kāi)關(guān)用簡(jiǎn)單的狀態(tài)機(jī)即可以實(shí)現(xiàn)，難點(diǎn)是分支濾波器的設(shè)計(jì)。

分支濾波器也就是普通的FIR濾波器，為什么說(shuō)它難設(shè)計(jì)呢?原因在于分支濾波器的個(gè)數(shù)較多，是影響資源占用的關(guān)鍵因素，因此必須盡可能地降低單個(gè)分支濾波器所需的資源。FIR濾波器的設(shè)計(jì)方法很多，但都是各有優(yōu)缺點(diǎn)。以本設(shè)計(jì)中用到的8階系數(shù)不對(duì)稱(chēng)的FIR濾波器為例，基于全并行的乘累加實(shí)現(xiàn)方法需8個(gè)乘法器和7個(gè)加法器，占用資源很大，它的優(yōu)點(diǎn)就是速度快，單個(gè)時(shí)鐘周期就能輸出一個(gè)結(jié)果。基于DA(分布式算法)的FIR濾波器實(shí)現(xiàn)方法把傳統(tǒng)的MAC重新分別求和，再由相應(yīng)的二次冪加權(quán)并累加，B(輸入數(shù)據(jù)的位寬)個(gè)時(shí)鐘周期輸出一個(gè)結(jié)果，在位寬B較小而階數(shù)較大時(shí)優(yōu)勢(shì)比較明顯，但所需的LUT較大。還有就是所用的位移寄存器實(shí)現(xiàn)起來(lái)也較費(fèi)資源。基于單個(gè)MAC的FIR濾波器實(shí)現(xiàn)方法只需要一個(gè)乘法器和一個(gè)累加器，資源占用很少，但當(dāng)階數(shù)較大時(shí)對(duì)時(shí)鐘速率要求很高，為輸入數(shù)據(jù)速率的N(濾波器階數(shù))倍。

由于本模塊對(duì)資源要求較高，而速率要求相對(duì)較低(192×8 kHz)，且本設(shè)計(jì)使用了插值器的多相濾波結(jié)構(gòu)，使系統(tǒng)先濾波后插值，故選擇基于單MAC的FIR設(shè)計(jì)方法。其實(shí)現(xiàn)框圖[3]如圖4所示。

要實(shí)現(xiàn)的運(yùn)算為C和X的內(nèi)積，即

其中N=8，C為1×8的行矢量，X為8×1的列矢量，在FPGA內(nèi)系數(shù)C和數(shù)據(jù)X均用BlOCKRAM實(shí)現(xiàn)，以節(jié)省所用的邏輯資源。不過(guò)對(duì)BLOCKRAM的讀寫(xiě)控制要合理有序，既要保證到達(dá)乘法器的系數(shù)和數(shù)據(jù)具有對(duì)應(yīng)性，又要保證在下一個(gè)新數(shù)到達(dá)前，完成一次內(nèi)積，輸出一個(gè)濾波結(jié)果。在乘法器后加入流水線(xiàn)寄存器是為了改善時(shí)序特性，減小時(shí)延。

3.CIC插值濾波器的FPGA實(shí)現(xiàn)

CIC濾波器即積分梳狀濾波器[2]，是指濾波器的單位沖激響應(yīng)具有如下形式：

式中D為CIC濾波器的階數(shù)，也是抽取或插值因子。

根據(jù)Z變換的定義，CIC濾波器的Z變換為

將Z=ejω帶入上式，得到CIC濾波器的頻率響應(yīng)為

其幅頻特性如圖5所示。

其中(0～2π/D)區(qū)間為CIC濾波器的主瓣，而其它區(qū)間為旁瓣。由圖可見(jiàn)隨著頻率的增大，旁瓣電平不斷減小，其中第一旁瓣電平為

可見(jiàn)單級(jí)CIC濾波器的旁瓣電平是比較大的，只比主瓣低13.46 dB，這就意味著阻帶衰減很差，一般難以滿(mǎn)足實(shí)際系統(tǒng)的要求。為了降低旁瓣電平，需要采用多級(jí)CIC濾波器實(shí)現(xiàn)級(jí)聯(lián)，則Q級(jí)CIC實(shí)現(xiàn)時(shí)的頻率響應(yīng)為

同理可求得Q級(jí)CIC濾波器的旁瓣抑制為

為了滿(mǎn)足系統(tǒng)對(duì)鄰道干擾的要求，設(shè)計(jì)中采用了4級(jí)級(jí)聯(lián)的CIC插值濾波器，插值因子D=40。由于CIC濾波器的系數(shù)全為1，設(shè)計(jì)中只需要加法器、減法器和延時(shí)單元，而無(wú)需乘法器，這對(duì)于提高實(shí)時(shí)性、降低占用資源大有益處。為了便于實(shí)現(xiàn)，同時(shí)又保證每一級(jí)都不溢出，加減法器的輸入輸出位數(shù)均采用全精度。此外，為了改善FPGA的時(shí)延特性，提高系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率，設(shè)計(jì)采用了流水線(xiàn)技術(shù)，在各級(jí)積分器之間插入寄存器。

4.NCO的FPGA實(shí)現(xiàn)

圖2中的NCO實(shí)際上是一個(gè)10.8M載波產(chǎn)生器。用38.4M的時(shí)鐘來(lái)分別采樣10.8M的余弦波和反正弦波得到離散值 cos (2π×10.8n/38.4)和-sin(2π×10.8n/38.4)，其中n為非負(fù)整數(shù)，可以看出這些值具有周期性，周期為32。我們把cos(2π×10.8n/38.4)和-sin(2π×10.8n/38.4)(0≤n≤31)這32個(gè)數(shù)量化后存入ROM，用38.4M時(shí)鐘把這些數(shù)循環(huán)讀出，即得到所需的正交數(shù)字載波。

除了上述的模塊外，還有乘法器和加法器模塊，分別用來(lái)實(shí)現(xiàn)頻譜搬移和I、Q的合并，它們與其他模塊配合，共同完成整個(gè)調(diào)制和數(shù)字上變頻。

本設(shè)計(jì)選用的FPGA芯片為xilinx的xc2s200e-6pq208，以下是ISE工具產(chǎn)生的布局和布線(xiàn)報(bào)告，為單路調(diào)制的資源占用情況：

四、仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果分析

為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)的正確性，編寫(xiě)testbench文件把modelsim的仿真數(shù)據(jù)保存下來(lái)，并用MATLAB對(duì)其進(jìn)行頻譜分析，得到其中的一些頻譜圖如圖6～8所示(以π/4 DQPSK調(diào)制為例)。

經(jīng)過(guò)一系列的仿真后，將程序下載到FPGA芯片中，進(jìn)行硬件調(diào)試,然后利用PHS專(zhuān)用測(cè)試儀MT8801C對(duì)D/A輸出的π/4 DQPSK調(diào)制模擬信號(hào)進(jìn)行測(cè)試，得到如圖9～10所示的結(jié)果。

五、結(jié)論

由以上的實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)可以看出，本設(shè)計(jì)用了871個(gè)slice，完成整個(gè)調(diào)制和上變頻過(guò)程，調(diào)制的矢量誤差約0.7%，鄰道干擾值約-60 dB，結(jié)果令人滿(mǎn)意。另外，本設(shè)計(jì)是基于PHS系統(tǒng)的π/4 DQPSK調(diào)制，實(shí)際上只要改變里面的調(diào)制映射和成形濾波模塊，就可以實(shí)現(xiàn)其它各種數(shù)字調(diào)制，滿(mǎn)足不同通信系統(tǒng)的要求，具有通用性，是對(duì)軟件無(wú)線(xiàn)電思想的一個(gè)小小嘗試。

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